• 专利附录
  • 专利说明
  • 权利要求
  • 类似技术
  • 同族专利
  • 引用文献
  • 法律状态
  • 优先权
    • 专利摘要:
    La présente invention concerne une méthode d'adaptation de liaison utilisant une constellation de modulation polaire (PQAM). Elle s'applique en particulier aux communications dans la bande sub-THz, dans lesquelles l'oscillateur du récepteur présente des fluctuations de phase. Dans une constellation de modulation PQAM, les symboles de modulation sont répartis sur des cercles concentriques équidistants dans le plan complexe, chaque cercle comportant le même nombre de symboles, la distribution angulaire des symboles sur un cercle étant uniforme et identique quel que soit le cercle. L'adaptation de la liaison est réalisée en prenant en compte le bruit thermique ainsi que le bruit de phase.
    公开号:EP3709590A1
    申请号:EP20163041.5
    申请日:2020-03-13
    公开日:2020-09-16
    发明作者:Simon BICAÏS；Jean-Baptiste Dore；José-Luis GONZALES JIMENEZ
    申请人:Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives；
    IPC主号:H04L27-00
    专利说明:
    [0001] La présente invention concerne le domaine de la modulation numérique, et plus particulièrement des modulations APSK (Amplitude and Phase Shift Keying) à très haut débit. Elle trouve notamment application dans les communications sub-THz envisagées dans les futurs standards de télécommunication. ÉTAT DE LA TECHNIQUE ANTÉRIEURE
    [0002] La demande croissante en débit de la part des utilisateurs a conduit à l'émergence de nouvelles solutions technologiques dans les réseaux de télécommunication mobile de de dernière génération, telles que MIMO (Multiple Input Multiple Output) massif, densification cellulaire au moyen de petites cellules, accès multi-RAT (Radio Access Technology) exploitant conjointement la bande sub-6 GHz et la bande millimétrique. Plus récemment il a été proposé d'utiliser des bandes spectrales entre 100 et 300 GHz, dites sub-THz pour des communications à très haut débit. Ces communications sub-THz sont envisagées par exemple pour les liaisons point à multipoint où une station de base transmet des données à très haut débit et faible distance à une pluralité de terminaux mobiles sur la voie descendante ou bien pour établir des liaisons point à point entre stations de base dans le réseau de backhaul.
    [0003] L'exploitation des bandes sub-THz suppose toutefois de résoudre des problèmes de consommation énergétique, de stabilité des oscillateurs et de pouvoir atteindre des ordres de modulation élevés. La difficulté à réaliser des oscillateurs stables dans cette gamme de fréquence ainsi que la nécessité d'utiliser des ordres de modulation élevés pour obtenir des débits de données toujours plus importants font que les systèmes de communication sub-THz sont très sensibles au bruit de phase. Ce bruit de phase affecte aussi bien l'oscillateur de l'émetteur que celui du récepteur. À ce bruit de phase s'ajoute le problème classique de décalage entre la fréquence de l'oscillateur du récepteur et celle de l'oscillateur de l'émetteur ou CFO (Frequency Offset). Le taux d'erreur symbole peut alors devenir très élevé.
    [0004] Différentes stratégies d'optimisation de constellations de modulation ont été proposées dans l'état de la technique pour minimiser le taux d'erreur symbole. En particulier, l'article de C. Häger et al. intitulé « Design of APSK constellations for coherent optical channels with nonlinear phase noise », IEEE Transactions on Communications, vol. 61, n° 8 , août 2013, divulgue des constellations de modulation présentant une bonne robustesse à un bruit de phase non linéaire dans le cas où le récepteur utilise un module de détection sous-optimal à deux étages, un premier étage effectuant une détection d'amplitude et une correction de phase, et un second étage effectuant une détection de phase.
    [0005] Toutefois, ces stratégies ne sont pas optimales dans la mesure où elles ne recherchent pas à minimiser le taux d'erreur binaire ou BER (Bit Error Rate) mais simplement le taux d'erreur symbole ou SEP (Symbol Error Probability). En outre, les constellations obtenues ne sont pas structurées et donc difficilement exploitables pour des ordres de modulation élevés. Enfin, ces stratégies sont silencieuses sur la manière d'adapter la liaison entre l'émetteur et le récepteur en présence de bruit de phase, pour obtenir de faibles taux d'erreur binaire. EXPOSÉ DE L'INVENTION
    [0006] La présente invention est définie par une méthode d'adaptation de liaison comme revendiquée ci-après. Des variantes de réalisation sont précisées dans les revendications dépendantes. BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS
    [0007] D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture d'un mode de réalisation préférentiel de l'invention, décrit en référence aux figures jointes parmi lesquelles : La Fig. 1 représente un exemple de constellation de modulation utilisé par une méthode de modulation selon un mode de réalisation de la présente invention ; Les Figs. 2A et 2B représentent des courbes de taux d'erreur binaire en fonction du rapport signal sur bruit pour une méthode de modulation PQAM et une méthode de modulation QAM classique ; La Fig. 3 représente un diagramme de sélection d'une constellation de modulation par une méthode d'adaptation de liaison selon un mode de réalisation de l'invention ; La Fig. 4 représente l'organigramme d'une méthode d'adaptation de liaison selon un mode de réalisation de l'invention. EXPOSÉ DÉTAILLÉ DE MODES DE RÉALISATION PARTICULIERS
    [0008] On considérera dans la suite une communication sur un canal de transmission affecté d'un bruit de phase entre un émetteur et un récepteur. Par exemple, la communication pourra être celle entre une station de base et un terminal mobile dans la bande sub-THz. De récentes campagnes de mesures ont montré que le trajet direct ou LOS (Line Of Sight) dominait dans de telles communications.
    [0009] Le signal reçu en bande de base à l'instant k peut s'exprimer sous la forme :r k = s k e jφ k+ n k
    [0010] Le bruit de phase peut être considéré comme la somme d'une variable aléatoire gaussienne (de variance σ p 2
    [0011] La méthode de modulation numérique utilisée par la présente invention transforme des mots de m bits en des symboles complexes appartenant à une constellation de modulation, C, d'ordre M où M = 2 m, les symboles complexes modulant une porteuse au moyen d'une modulation en quadrature.
    [0012] Lesdits symboles complexes sont répartis sur Γ = 2 n cercles concentriques équidistants où m > n + 1 et n > 1, chacun des cercles concentriques portant une même pluralité M/Γ de symboles. La distribution angulaire des symboles complexes est uniforme et identique sur chacun des cercles concentriques. Plus précisément, la constellation C est défini par l'ensemble de symboles complexes :C =δp 2 2 q − 1 exp j δθ 2 2 p − 1 | 1 ≤ q ≤ Γ ; 1 ≤ p ≤ M Γ
    [0013] Les symboles successifs sur un cercle correspondant à deux mots de m bits présentant une distance de Hamming égale à 1. De la même façon, deux symboles disposés sur même rayon, c'est-à-dire alignés selon une même direction angulaire, et appartenant à deux cercles concentriques successifs, correspondent à deux mots de m bits présentant une distance de Hamming égale à 1. En d'autres termes, deux symboles de modulation adjacents, qu'ils soient situés sur un même cercle ou sur un même rayon de la constellation représentent des mots ne différant que d'un seul bit.
    [0014] À cette fin, chaque mot de m bits à moduler est codé en un mot d'un premier code de Gray de taille n et en un mot d'un second code de Gray de taille (m-n). En d'autres termes, le mot à moduler bw peut être représenté par :bw = b 1 ρ , … , b n ρ , b 1 θ , … , b m − n θ
    [0015] En définitive, la modulation numérique utilisée par la présente invention peut être considérée comme une fonction bijective F de {0,1} m dans C(M,Γ) telle que :F bw = δρ 2 2 q − 1 . exp j δθ 2 2 p − 1
    [0016] La Fig. 1 représente une constellation de modulation numérique PQAM pouvant être utilisée dans le cadre de la présente invention.
    [0017] Plus précisément, la constellation représentée est la constellation C(16,4) , c'est-à-dire d'ordre M = 16 (m = 4) et de nombre de cercles concentriques Γ = 4 (n = 2). La distance radiale entre cercles concentriques est indiquée par δρ et l'écart angulaire entre symboles successifs d'un même cercle est noté δθ (ici δθ = π/2). Dans le cas présent, les deux bits de poids fort (MSB) constituent un premier code de Gray indexant les cercles concentriques. Les deux bits de poids fort (LSB) constituent un second code de Gray indexant les symboles sur même cercle.
    [0018] À la réception, les décisions sur les symboles sont prises à partir des coordonnées polaires (ρr, θr ) du signal reçu r. Par la suite, nous utiliserons la notation (ρr, θs ) pour désigner les coordonnées polaires d'un symbole s.
    [0019] En absence de codage, les bits pourront être estimés en prenant une décision dure à partir du signal reçu. Plus précisément, le symbole transmis sera avantageusement estimé par le récepteur au moyen de : s ^ = arg min s ∈ Cρ s − ρ r2 + 1 γ 2θ s − θ r2
    [0020] En présence de codage à entrée probabiliste, par exemple codage LDPC, les bits transmis peuvent être estimés par décision souple en calculant les rapports logarithmiques de vraisemblance :LLR b i = logp b i = 1 | rp b i = 0 | r
    [0021] Les Figs. 2A-2B représentent des courbes de taux d'erreur binaire en fonction du rapport Eb /N 0 pour une modulation PQAM et une méthode QAM classique.
    [0022] Le rapport signal sur bruit est égal à Es /(N 0/2) où Es = mEb est l'énergie par symbole, Eb est l'énergie par bit et N0 la densité spectrale bilatérale de bruit.
    [0023] Les courbes sont données pour une puissance de bruit de phase σ p 2 = 0.1.
    [0024] Dans le cas de la Fig. 2A, la modulation utilisée était d'ordre M = 64 (mots sont de taille m = 6 bits) et dans celle de la Fig. 2B elle était d'ordre M = 256 (mots sont de taille m = 8 bits), le nombre de cercles concentriques était de Γ = 8 dans le cas de la Fig. 2A et de Γ = 32 dans celui de la Fig. 2B.
    [0025] Les mots faisant l'objet de la modulation numérique sont issus d'un codage LDPC de rendement 2/3 avec des longueurs de blocs de 1944 bits et un décodage souple de type min-sum et 50 itérations de décodage.
    [0026] On constate que le niveau de BER obtenu au moyen de la méthode de modulation PQAM (ou Polar-QAM sur les figures) est sensiblement inférieur à celui d'une modulation QAM classique de même ordre, le décrochement intervenant pour un SNR de 13 dB lorsque M = 64 et de 20 dB lorsque M = 256.
    [0027] La modulation PQAM exposée ci-dessus est utilisée dans un mécanisme d'adaptation de liaison (encore dénommé quelquefois mécanisme d'adaptation de lien) selon un mode de réalisation de l'invention. On rappelle que l'adaptation d'une liaison consiste à modifier de manière adaptative le schéma de modulation et de codage (schéma MCS) des bits d'information en fonction de la qualité du canal (notamment son rapport signal sur bruit), pour obtenir un BER cible pour un débit donné, ou inversement obtenir un débit cible à partir d'un BER donné.
    [0028] Dans le cas présent, et de manière originale, il sera également tenu compte du bruit de phase dans l'adaptation de la liaison.
    [0029] Le taux d'erreur binaire, p be =p se m
    [0030] La Fig. 3 représente un diagramme de sélection d'une constellation de modulation PQAM par une méthode d'adaptation de liaison selon un mode de réalisation de l'invention.
    [0031] Plus précisément ce diagramme donne pour un taux d'erreur binaire cible (ici BER < 10-4) les constellations de modulation compatibles avec un niveau de bruit de phase donné et un niveau de bruit thermique donné. On a représenté en abscisses le rapport signal sur bruit, Eb / N 0 , et en ordonnées l'inverse de la puissance du bruit de phase, 1 σ p 2.
    [0032] Ce diagramme est obtenu en calculant le BER à partir de l'expression (14), en fonction du rapport signal sur bruit Eb / N 0 et de la puissance de bruit de phase, σ p 2 ,
    [0033] La Fig. 4 représente l'organigramme d'une méthode d'adaptation de liaison selon un mode de réalisation de l'invention.
    [0034] A l'étape 410, l'émetteur transmet une pluralité N de symboles pilotes, par exemple dans un entête de trame de transmission. Ces symboles pilotes sont par définition connus du récepteur et ne font pas nécessairement partie d'une constellation C(M,Γ) au sens défini plus haut. On choisira par exemple des symboles de même amplitude E s.
    [0035] A l'étape 420, le récepteur estime, à partir du signal reçu, les variances de bruit thermique (ou bruit additif) et de bruit de phase affectant le canal de transmission. Plus précisément : σ n 2 = 1 N ∑ k = 1 Nρ k −E s 2
    [0036] A l'étape 430, le récepteur retourne à l'émetteur une information d'état de canal ou CSI (Channel State Information) comprenant une estimation de la variance bruit de phase et une estimation de la variance du bruit thermique (ou bien du SNR, E s σ n 2=mE b σ n 2
    [0037] A l'étape 440, l'émetteur consulte une table dont les entrées (discrétisées) sont le taux d'erreur binaire (BER) cible ainsi que les variances de bruit thermique et de bruit de phase. Cette table donne les valeurs optimales des paramètres M,Γ compatibles avec le triplet d'entrées fournies (à savoir la variance de bruit additif, la variance du bruit de phase et le taux d'erreur binaire cible).
    [0038] Le cas échéant cette table comporte également en entrée les paramètres de différents types de codage canal avec différents rendements. Dans tous les cas, la table en question a été précalculée et stockée dans une mémoire de l'émetteur. Elle contient les valeurs M,Γ des constellations C(M,Γ) compatibles avec le triplet d'entrées fournies. Plus particulièrement, elle contient les valeurs optimales M,Γ vérifiant la contrainte : 2 m Q 6 E s / σ n 24 Γ 2 − 1 + Qπ Γ Mσ p 2 + 1 / 2 E s / σ n 2 ≤ BER
    [0039] A l'étape 450, l'émetteur module les données binaires (le cas échéant après les avoir codées au moyen d'un codage canal) en groupant par blocs de log2(M) bits pour générer les symboles de modulation correspondant de la constellation C(M,Γ). Ces symboles de modulation modulent ensuite une porteuse au moyen d'une modulation en quadrature, de manière connue en soi.
    权利要求:
    Claims (3)
    [0001] Méthode d'adaptation de liaison entre un émetteur et un récepteur, l'émetteur groupant des données binaires à transmettre sous forme de blocs de longueur m = log2 M, et transformant lesdits blocs en des symboles complexes au moyen d'une modulation numérique pour les transmettre sur un canal de transmission, lesdits symboles appartenant à une constellation de modulation polaire C(M,Γ), d'ordre M constituée de Γ=2 n cercles concentriques équidistants où m>n+1 et n > 1, chacun des cercles concentriques portant une même pluralité M/Γ de symboles, la distribution angulaire desdits symboles étant uniforme et identique sur chacun des cercles concentriques, deux symboles successifs sur un cercle correspondant à deux mots de m bits présentant une distance de Hamming égale à 1 et deux symboles, dans une même direction angulaire, appartenant à deux cercles concentriques successifs, correspondant à deux mots de m bits présentant une distance de Hamming égale à 1, ladite méthode d'adaptation de liaison étant caractérisée en ce que :
    - l'émetteur transmet (410) une séquence de symboles pilotes au récepteur via le canal de transmission ;
    - récepteur déduit (420) des symboles pilotes reçus une estimation de la variance du bruit additif ainsi qu'une estimation de la variance du bruit de phase affectant le canal de transmission et renvoie (430) à l'émetteur, au moyen d'un indicateur d'état du canal, les variances estimées ;
    - l'émetteur lit (440) dans table stockée dans une mémoire, à partir des valeurs desdites variances et d'un taux d'erreur binaire cible, un ordre M ainsi qu'un nombre Γ de cercles concentriques compatibles avec un taux d'erreur binaire cible ;
    - l'émetteur transmet (450) sur la liaison lesdites données binaires au moyen d'une constellation de modulation d'ordre M et de nombre de cercles concentriques, Γ ainsi lus dans la table.
    [0002] Méthode d'adaptation de liaison selon la revendication 1, caractérisée en ce que pour un taux d'erreur binaire cible BER, un couple de variances de bruit additif σ n 2
    [0003] Méthode d'adaptation de liaison selon la revendication 1, caractérisée en ce que la table comporte également en entrée des paramètres de différents types de codage canal.
    类似技术:
    公开号 | 公开日 | 专利标题
    US10693700B1|2020-06-23|Receivers incorporating non-uniform multidimensional constellations and code rate pairs
    Tanaka et al.2014|Experimental demonstration of 448-Gbps+ DMT transmission over 30-km SMF
    Olmedo et al.2013|Multiband carrierless amplitude phase modulation for high capacity optical data links
    EP3164952B1|2019-05-01|Procédé de génération de code pour communications optiques cohérentes
    US20190020519A1|2019-01-17|Joint physical layer security and papr mitigation in ofdm systems
    Carlson2010|Communication system
    Cui et al.2009|Memoryless relay strategies for two-way relay channels
    EP2220803B1|2014-06-11|Réduction d&#39;interférences dans un signal ofdm avec des vecteurs de pondération évoluant dans des sous-espaces vectoriels
    US8184992B2|2012-05-22|Optical field receiver and optical transmission system
    EP0421532B1|1995-01-11|Dispositif de prédistorsion pour système de transmission numérique
    US8208873B2|2012-06-26|Method and apparatus for adjusting waveform parameters for an adaptive air interface waveform
    EP2316208B1|2012-03-21|Procede de contrôle dynamique de la focalisation d&#39;un signal pre-egalise par retournement temporel
    EP0797294B1|2002-02-06|Procédé pour corriger des non-linéarités d&#39;un amplificateur, et émetteur radio mettant en oeuvre un tel procédé
    US7631243B2|2009-12-08|System and method for communicating data using iterative equalizing and decoding and recursive inner code
    US8873684B2|2014-10-28|BICM decoding in the presence of co-channel interference
    EP2811667B1|2018-07-25|Procédé et dispositif de transmission optique à débit utile adaptatif
    EP0709980B1|2002-07-31|Sychronisation de fréquence pour système MDFO
    EP0891656B1|1999-09-15|Procede et dispositif de codage convolutif de blocs de donnees, et procede et dispositif de decodage correspondants
    EP2253114B1|2012-02-22|Procedes de transmission et de reception d&#39;un signal multiporteuse comprenant un intervalle de garde, produits programme d&#39;ordinateur, dispositifs d&#39;emission et de reception, et signal correspondants
    EP1061687A1|2000-12-20|Réglage des temps de garde dans un système de communication MDFO
    EP0797293A1|1997-09-24|Procédé pour corriger des non-linéarités d&#39;un amplificateur et émetteur radio mettant en oeuvre un tel procédé
    JP2009219170A|2009-09-24|送信方法及び送信装置
    Chen et al.2009|Diversity combining for asymmetrically clipped optical OFDM in IM/DD channels
    EP0033256A1|1981-08-05|Système de transmission radioélectrique en diversité, de structure simple et économique
    US20080279307A1|2008-11-13|Very High Data Rate Communications System
    同族专利:
    公开号 | 公开日
    US20200351141A1|2020-11-05|
    US10979275B2|2021-04-13|
    FR3093877A1|2020-09-18|
    引用文献:
    公开号 | 申请日 | 公开日 | 申请人 | 专利标题
    法律状态:
    2020-08-14| STAA| Information on the status of an ep patent application or granted ep patent|Free format text: STATUS: REQUEST FOR EXAMINATION WAS MADE |
    2020-08-14| PUAI| Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase|Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012 |
    2020-09-16| 17P| Request for examination filed|Effective date: 20200313 |
    2020-09-16| AK| Designated contracting states|Kind code of ref document: A1 Designated state(s): AL AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HR HU IE IS IT LI LT LU LV MC MK MT NL NO PL PT RO RS SE SI SK SM TR |
    2020-09-16| AX| Request for extension of the european patent|Extension state: BA ME |
    2022-02-21| STAA| Information on the status of an ep patent application or granted ep patent|Free format text: STATUS: GRANT OF PATENT IS INTENDED |
    2022-02-21| GRAP| Despatch of communication of intention to grant a patent|Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOSNIGR1 |
    优先权:
    申请号 | 申请日 | 专利标题
    [返回顶部]